|
Реферат: Многокаскадные усилители (Радиоэлектроника)
1. ВВЕДЕНИЕ
В большинстве случаев одиночные каскады не обеспечивают необходимое
усиление и заданные параметры усилителей. Поэтому усилители, которые
применяют в аппаратуре связи и измерительной технике, многокаскадные. При
анализе и расчете многокаскадного усилителя необходимо определить общий
коэффициент усиления усилителя, искажения, вносимые им, распределять их по
каскадам, определить требование к источникам, решить вопросы введения
обратных связей и т.д.
2. КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ МНОГОКАСКАДНОГО УСИЛИТЕЛЯ
рис.1
Коэффициент усиления усилителя можно определить, исходя из
структурной схемы (рис.1):
Кобщ = Uвых/Uвх = (Uвых/Un-1) … (U3/U2)(U2/Uвх)=KnKn-1…K2K1 или
Kобщ = K1K2…Kn ef((1+(2+…+(n)
где K1,…, Kn – коэффициенты усиления каскадов, (1,…, (n – фазовые сдвиги,
вносимые каждым усилительным каскадом.
Таким образом, для многокаскадного усилителя общий коэффициент
усиления равен произведению коэффициентов усиления каждого каскада.
Суммарный фазовый сдвиг, вносимый усилителем, равен сумме фазовых сдвигов
каждого каскада. Сквозной коэффициент усиления
Kобщ = kвхKобщ
где kвх=Zвх/(Zг + Zвх) – коэффициент передачи входной цепи. Если
коэффициент усиления отдельных каскадов выразить в логарифмических
единицах, то общий коэффициент усиления многокаскадного усилителя будет
равен сумме коэффициентов
Kобщ[дб] = K1[дб] + … + Kn[дб]
В аппаратуре связи для компенсации потери мощности на отдельных
участках (затухания) необходимо, чтобы усилитель работал на согласованную
нагрузку, т.е. его входное сопротивление должно быть равно сопротивлению
источника (выходного сопротивления предыдущего тракта аппаратуры или
линии), а выходное сопротивление должно равняться сопротивлению нагрузки.
Для согласования усилителей по входу и выходу используют усилители с
обратной связью и согласующие трансформаторы. Отклонение от согласования в
рабочей полосе частот оценивается коэффициентом отражения
При использовании согласующих трансформаторов пересчитанное
сопротивление нагрузки в первичную обмотку R’1=Rнn2, где п— коэффициент
трансформатора, т. е. отношение витков первичной обмотки к вторичной (рис.
2,а).
На рис.2,а имеем: U2=U1/n; I2=I1n2, тогда Rн=U2/I2 = (U1/I1)n2
или R’1 = U1/I1=Rнn2=Rг. Отсюда с учетом потерь в трансформаторе
коэффициент трансформации:
где nt – КПД трансформатора.
Применение входного и выходного трансформаторов позволяет
достаточно просто осуществить переход с симметричной схемы на
несимметричную (рис.2, б).
рис. 2
3. СУММИРОВАНИЕ ИСКАЖЕНИЙ В МНОГОКАСКАДНОМ УСИЛИТЕЛЕ
Коэффициент частотных искажений Mобщ определяется как отношение
модуля коэффициента усиления на средней частоте к модулю коэффициента
усиления на рассматриваемой частоте, т. е.
Mобщ = K0общ/Kобщ(() = (К01/K1(())(K02/K2(())…(K0n/Kn(()).
Следовательно, общий коэффициент частотных искажений многокаскадного
усилителя равен произведению коэффициентов частотных искажений каждого
каскада.
Mобщ=М1М2…Мn
C учетом коэффициента передачи входной и выходной цепей
Мобщ=МвхМ1М2…MnMвых
Соответственно отностиельный коэффициент усиления
Yобщ=Y1Y2…Yn
Для коэффициента частотных искажений и относительного коэффициента усиления
усилителя в логарифмических единицах
Mобщ[дб]=M1[дб]+M2[дб]+…+Mn[дб]
Yобщ[дб]=Y1[дб]+Y2[дб]+…+Yn[дб]
Заданные частотные искажения между каскадами распределяют таким образом,
чтобы получить наименьшую стоимость и габаритные размеры усилителя.
Наибольшие частотные искажения дают трансформаторные усилительные каскады.
Поэтому на нижней частоте в трансформаторном каскаде коэффициент искажений
берут в 2 ...3 раза выше, чем в обычном резисторном каскаде. Для уменьшения
размеров переходных конденсаторов при низкой граничной частоте диапазона
можно применять низкочастотную коррекцию. На верхней граничной частоте
диапазона звуковых частот частотные искажения могут значительно проявляться
только в трансформаторных каскадах, которые можно уменьшить соответствующим
выбором параметров трансформатора (уменьшением индуктивности рассеяния и
межвитковой емкости). В широкополосных усилителях для получения возможно
большего усиления в каждый каскад следует вводить высокочастотную
коррекцию.
В усилителях импульсных сигналов искажения общей переходной
характеристики можно определить по искажениям переходных характеристик
отдельных каскадов. Общее время нарастания
Выброс вершины
Спад плоской вершины
(и0 общ = (и вх + (и1 + …+ (иn
Время установления импульса в усилителях из п каскадов, которые не имеют
выбросов, можно определить по формуле tуст общ ( tуст n0,6. В отсутствие
выбросов во входной цепи и в каждом каскаде выброс многокаскадного
усилителя будет отсутствовать. Для усилителей, имеющих каскады с сильно
различающимися выбросами и временами установления, данные соотношения
непригодны. В этом случае необходимо графическим способом построить его
переходную характеристику в области малых времен.
Равномерное распределение частотных искажений на высшей рабочей
частоте или времени установления между отдельными каскадами широкополосного
усилителя дает возможность получить наиболее стабильные параметры
усилителя, но не является наиболее экономичным. Наибольший экономический
эффект можно получить при взаимной коррекции каскадов, т. е. когда
искажения по каскадам распределяются неравномерно. Недостаток взаимной
коррекции каскадов в том, что при изменении параметров усилительных
элементов и компонентов, входящих в каскады, частотные искажения на верхних
частотах и время установления изменяются сильнее, чем у усилителя с
одинаковыми каскадами.
4. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Коэффициент нелинейных искажений многокаскадного усилителя в
основном определяется последним каскадом, так как амплитуда сигнала на
входе оконечного каскада наибольшая. Приближенно коэффициент нелинейных
искажений многокаскадного усилителя можно оценить суммированием отдельных
коэффициентов гармоник каскадов
где kг2общ = k’г2 + k’’г2 +… - суммарный коэффициент нелинейных
искажений каскадов во второй гармонике; kг3общ=k’г3+k’’г3 + … - суммарный
коэффициент нелинейных искажений каскадов по третьей гармонике и т.д.
5. ШУМОВЫЕ СВОЙСТВА МНОГОКАСКАДНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
В общем случае собственные помехи или шумы усилителей определяются
несколькими факторами, из которых основные: фон, наводки, шумы
'микрофонного эффекта и тепловые шумы. В многокаскадных усилителях
происходит суммирование шумов, причем наибольшее значение имеют шумы
входной цепи и первых каскадов, которые усиливаются последующими каскадами.
В правильно сконструированном усилителе путем рационального расположения и
крепления элементов, фильтрации цепей питания, экранирования входных цепей
или всего усилителя и т. д. фон, наводки и микрофонный эффект можно сделать
сколь угодно мальши. Поэтому собственные шумы усилителей в основном
определяются тепловыми шумами. Как было показано в гл. 12, собственные шумы
усилителя оцениваются с помощью коэффициента шума Кш, равного отношению
мощности шума на выходе усилителя к мощности теплового шума, создаваемого
на выходе источником сигнала,
Kш=Рш общ вых/Рш ист вых= Рш общ вых/kТПшKр, где Кр — коэффициент
усиления усилителя по мощности. Коэффициент шума многокаскадного усилителя
определяется как
Кш общ = К ш вх + (Кш1-1)/Кр вх + (Кш2-1)/Кр вх Кр1 + … ,
где Кр вх и Kp1— коэффициенты передачи и усиления по мощности входного
устройства и первого каскада усилителя соответственно. Коэффициент шума
входной цепи Кшвх учитывают для малошумящих усилителей, если в качестве
входной цепи применен трансформатор или фидер. В этом случае Кшвх=1/Крвх.
Для уменьшения мощности шума на выходе усилителя желательно иметь
максимальный коэффициент усиления по мощности, что можно достичь путем
согласования входной и выходной цепей усилителя. Такое согласование в
некоторых типах усилителей, особенно в усилителях проводной связи,
достигается с помощью входных и выходных трансформаторов. Снижение шума на
выходе усилителя достигается также применением малошумящих усилительных
элементов на входе и специальными мерами, позволяющими повысить отношение
между полезным сигналом и шумом, т.е. применением противошумовой коррекции.
6. ВЫВОДЫ
Коэффициент усиления и коэффициент частотных искажений
многокаскадного усилителя равен произведению коэффициентов усиления и
коэффициентов частотных искажений каждого каскада.
Нелинейные искажения многокаскадного усилителя в основном
определяются нелинейностью усилительного элемента оконечного каскада.
Коэффициент шума многокаскадного усилителя в основном определяется
шумами входной цепи и первого каскада. Для уменьшения шума на выходе
усилителя необходимо иметь максимальный коэффициент усиления по мощности,
т.е. усилитель должен быть согласован по входу и выходу.
-----------------------
[pic]
[pic]
[pic]
[pic]
[pic]
Реферат на тему: Многопозиционная фазовая модуляция в системах спутниковой связи с МДЧ
1. Описание системы
Произведем краткое описание системы.
Чтобы обеспечить связь между различным количеством
объектов,
находящихся на большом расстоянии друг от друга часто наибо-
лее целесообразно использовать системы спутниковой
связи(CCC).
Принцип связи с помощью искусственных спутников Земли(ИСЗ)
заключается в передаче сигналов с одной или нескольких зем-
ных станций (ЗС) на ИСЗ с их последующей ретрансляцией всем
ЗС системы.Устройством,осуществляющем прием сигналов
от передающей(-их) ЗС,их усиление и передачу в направлении
приемной(-ых) ЗС, является бортовой ретранслятор (БРТР) рас-
положенный на ИСЗ.
[pic]
Понятие МНОГОСТАНЦИОННОГО ДОТУПА.
Ширина полосы частот БРТР ИСЗ составляет окло 400-500 МГц.
Эта полоса делится на 10-12 частотных диапазонов,которые
называются СТВОЛАМИ.В каждом изтаких стволов можно обеспе
чить ретрансляцию десятков и даже сотен сигналов различных
ЗС.Но такая "одновременная" ретрансляция в одном стволе
требует,чтобы сигналам каждой ЗС был присвоен определенный
признак,по которому они будут различаться.Существует нес-
колько таких признаков каждый из которых определяет соотве-
тствующий способ многостанционного доступа (МД).
Применяю в
основном три вида МД:
- МД С ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ
КАНАЛОВ (МДЧР)
- МД С ВРЕМЕННЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ
(МДВР)
- МД С КОДОВЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ КАНАЛОВ
(МДКР)
В соответствии с ТЗ в данной работе рассматривается ССС,ис-
пользующая МДЧР с равномерной расстановкой частот сигналов.
МДЧР предусматривает присвоение сигналам каждой ЗС своей
несущей частоты.Несущие частоты разносятся так,чтобы спек-
тры соответствующих колебаний не перекрывались:
f1 f2 f3
fN
[pic]
fс - ширина полосы частот сигнала одной ЗС.
fзащ - защитный промежуток между сигналами соседних ЗС.
fств - ширина полосы частот,отведенная данному стволу.
Все космические каналы связи в первом приближении можно
рассматривать как каналы гауссовского типа .Это допустимо,
поскольку в космических каналах связи можно не считаться с
эффектом многолучёвости,а возможные флюктуации сигнала из-за
случайных изменений положений антенн ИСЗ на траектории
сравнительно невелики и их можно учесть,выбрав соответствующий
коэффициент запаса ( см. 3 стр 342 ).
Таким образом имеем линию связи "ИСЗ-Земля" со свободным
распространением сигналов и гауссовский канал связи.
2.Выбор
показателей качества системы.
Важной задачей является выбор критериев и показателей
качества (ПК) системы. ПК -- это параметры ,которые являются
определяющими в оценке качества работы системы.ПК может быть
только такой внешний варьируемый параметр,который связан с
качеством системы строго монотонной зависимостью.Т.о. мы можем
принять за ПК колличество земных станций (N)
ситемы,ретранслируеммых в одном стволе БРТР.
3.Понятие уравнения
связи.
Опираясь на исходные данные ,можно выразить
отношение сигнала к шуму Qс на входе приёмника как функцию
параметров системы.Т.о. величина Qс имеет отношение к сигналу,
пришедшему на вход приёмника.
Задавшись видом сигнала (пусть это будет ФМн сигнал) , можно
определить НЕОБХОДИМОЕ отношение сигнал/шум Qтр на входе
приёмника ,при котором обеспечивается требуемая скорость передачи
информации. Величина Qтр имеет непосредственное отношение к ПРМ.
В реальных условиях необходимо принимаить во внимание
влияние межсимвольных искажений,неидеальность синхронизации,
нестабильность порогов в решающих устройствах и т.п. По этим
причинам величину Qтр необходимо увеличивать и тогда можно
функционально связать все параметры системы с помощью
условия,называемого УРАВНЕНИЕМ СВЯЗИ: Qс>=Kc*Qтр,где Кс -
коэффициент запаса,учитывающий влияние всех этих неблагоприятных
факторов.Обычно Кс принимается равным 2--4.(см 1). Выолнение
этого уравнения будет означать ,что энергетика линии позволяет
обеспечить заданные требования.Определение конкретных значений Qс
и Qтр проводится на стадии энергетического расчета линии
связи.(см.1 )
4.Энергетический
расчет.
В идеальном свободном пространстве отношение средней
мощности сигнала на входе ПРМ к средней мощности шума,
учитываемой в полосе,занимаемой спектром сигнала,равно:
Pпд *КПА1 *КПА2 *G1*Sэ
Qc ид.=(Pc/Pш)ид.= ---------------------------
---------
4*п*r^2*Nо сум*дf'э
здесь: -- Pпд =10 Вт (см.ТЗ)- мощность
БРТР
-- G1=Ga/КПД=1000/0.75=1333 -КНД антенны БРТР
(Коэффициент направленного
действия определяется отношением коэффициента
усиления антенны Ga=30Дб (см.ТЗ) к коэффициенту её
полезного действия, который обычно составляет 0.6--
0.8.При расчёте положено КПД=0.75(30Дб=1000 )
-- КПА1,КПА2 -- коэффициенты, характеризующие потери в антенных
трактах систем, которые зависят от протяжённости
антенно-фидерных трактах,которые соединяют антенну
с ПРМ в приёмнике и антенну с ПРД в передатчике,
наличия разделительных фитльтров в трактах и т.п.
Значения КПА1 и КПА2 обычно составляют 0.95--0.4
(см1.стр41).Примем КПА1 и КПА2 равными среднему из
этого интервала значению: 0.65
-- Sэ=(КИП*п*D^2)/4 -- эффективная площадь раскрыва антенны ПРМ,
где КИП -- коэффициент использования антенны
ПРМ.Для реальных параболических антенн КИП
составляет 0.5 -- 0.75 (теореоичеки идеальное
значение: 0.83) (см.6 стр377), п=3.1415926, D=7м --
диаметр антенны ПРМ ЗС (ТЗ); т.о. Sэ= 23 м^2.
-- r=36000000 м^2 -- протяжённость линии связи (будем считать,
что ИСЗ находится на геостационарной орбите, т.к. с
точки зрения экономичности устройств антенных
систем -- это выгодно, правда призводить запуск на
геостационарную орбиту -- дороже, нежели на
эллиптическую (см.1 стр18)).
-- Nо сум =(1.38*10^(-23))*Тш -- суммарная спектральная
плотность шума на входе ПРМ , где Тш --
результирующая шумовая температура на входе ПРМ,
Тш=Тк+ Тат+Тз+Тша+Тв+Тш пр /КПМВ, где КПМВ --
коэффициент передачи мощности волноводного тракта
(КПМВ обычно составляет 0.75) Тв=То*(1-
КПМВ/КПМВ)=91 К --шумовая температура (ш.т.)
волноводного тракта; ----Тш пр -- ш.т. ПРМ (в
таблице Тш пр обозначено как Тш ср, равная средней
температуре из приведённых в таблице интервалов
ш.т. для различных типов усилителей см. ниже); Тк --
ш.т. космоса, Тз= 2.9 -- ш.т. Земли ( при
условии,что мощность боковых лепестков ДН ПРМ ЗС в
100 раз меньше главного) Тат -- ш.т. атмосферы (70
-- 150 К), Тша -- ш.т. антенны. Примем, что
Тк+Тат+Тз+Тша =100 К, тогда при меняющемся типе
усилителя будем иметь разные Тш, а следовательно и
разные значения сигнал/шум.
-- дfэ -- эквивалентная шумовая полоса ПРМ ЗС , которая
определяется шириной спектра сигнала. Т.к. скорость
передачи информации при многопозиционном сигнале (
М положений фазы, при рассмотрении ФМн сигналов)
R=(log(M))/t, где t -- длительность элементарной
посылки, и т.к. ширина спектра сигналов одного
канала дfс=1/t, то ширина спектра сигналов всей
станции дfст, равная дfэ=(R/log (M))*N, где N=50 --
колличество телефонных каналов на одной ЗС, R= 64
Кбит/с -- стандартная скорость передачи цифрового
сообщения. Величина М в таблице (см. ниже)
изменяет.
В реальных условиях фактическое отношение сигнала к шуму на
входе ПРМ уменьшается по сравнению с идеальным в связи с :
-- потерями мощности Lа за счёт неточного
наведения антенн ПРД и
ПРМ; обычно значение Lа лежит в интервале 0.9
-- 0.8 (от -0.5 до -1 дБ) .Пусть Lа= 0.8 (см.1 стр
41)
--потерями Lальфа за счёт поглощения и рассеивание энергии
сигнала из-за неидеальности свойств среды
(осадки,туман,угол места антенны,рабочая частота .
. .); Значение Lальфа принадлежит интервалу 0.8 --
0.5 ,что составляет около -1 -- -3 дБ .Пусть
Lальфа=0.6
-- потерями поляризации Lп, возникающими из-за несоответствия
поляризаций антенн ПРД и ПРМ. Lп составляет от -0.5
до -3 дБ,что соответствует 0.5--0.9.
Т.о. фактическое отношение сигнала к шуму Qc факт. будет в
Lа*Lалфа*Lп=0.8*0.6*0.6=0.288 раз меньше (см.табл.).
Определим Qтр -- требуемое, для удовлетворения заданной точности
приёма (Рош), отношение сигнала к шуму, которое должно быть на входе
ПРМ. При этом рассматриваются М-ичные ФМн сигналы:
-- для двоичных сигналов выражение для Qтр имеет вид:
Qтр=2*ln(1/2*Рош)/Бс*(1-Рs)
-- для М-ичных сигналов :
Qтр=(ln((M-1)/M*Рош))/sin^2(п/М), (Бс=1),
где Бс=t*дfc -- база сигнала (для ФМн сигналов Бс=1), t -- длительность
посылки сигнала (длительность информационного символа),дfс -- ширина
спектра сигнала, Рош=0.00001 -- заданная в ТЗ вероятность ошибки при
приёме сигнала.
В реальных условиях необходимо принимать во внимание влияние
межсимвольных искажений,неидеальность синхронизации, нестабильность
порогов в решающих устройствах и т.п. Поэтому величину Qтр необходимо
увеличивать в Кс ( 2--4) раз и для успешного приема необходимо
выполнение соотношения:
Qc>=Kc*Qтр
Результаты расчёта по формулам для Q c ид,Qc факт,Qтр, а также
проверка выполнения вышеуказанного условия приведены в следующей
таблице:
| |
