|
Реферат: Усилитель широкополосный (Радиоэлектроника)
ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ
ТОМСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ УНИВЕРСИТЕТ СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ И РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ
(ТУСУР)
Кафедра радиоэлектроники и защиты информации
(РЗИ)
УСИЛИТЕЛЬ ШИРОКОПОЛОСНЫЙ
Пояснительная записка к курсовому проекту по дисциплине
“Схемотехника аналоговых электронных устройств"
РТФ КП.468731.001 ПЗ
Выполнил
студент гр. 142-1:
_______ Б. В. Храмцов
_______ марта 2005г.
Проверил
Доктор технических наук, профессор
каф. РЗИ:
_______ А.А. Титов
_______ марта 2005г.
Томск 2005
РЕФЕРАТ
Курсовая работа 31 с., 21 рис, 1 табл., 4 источника.
УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ, КОРРЕКТИРУЮЩАЯ ЦЕПЬ, РАБОЧАЯ ТОЧКА, ВЫБОР
ТРАНЗИСТОРА, СХЕМЫ ТЕРМОСТАБИЛИЗАЦИИ, ОДНОНАПРАВЛЕННАЯ МОДЕЛЬ ТРАНЗИСТОРА,
ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ДЖИАКОЛЕТТО, ДРОССЕЛЬНЫЙ КАСКАД.
Объектом исследования является широкополосный усилитель мощности.
В данной курсовой работе рассматриваются условия выбора транзистора,
методы расчета усилительных каскадов, корректирующих цепей, цепей
термостабилизации.
Цель работы – приобрести навыки расчета транзисторных усилителей
мощности.
В результате работы был рассчитан широкополосный усилитель мощности,
который может использоваться в качестве усилителя мощности стандартных
сигналов, а также в качестве усилителя, применяющегося для калибровки
усилителей мощности телевизионных передатчиков.
Курсовая работа выполнена в текстовом редакторе Microsoft World
2003, с использованием графического редактора PAINT и представлена на
дискете 3,5”.
| | |
| | |
|СОДЕРЖАНИЕ | |
| | |
|1. Введение |5 |
|2. Расчет структурной схемы усилителя |6 |
|2.1 Определение числа каскадов |6 |
|2.2 Распределение искажений по каскадам |6 |
|3. Расчет оконечного каскада |7 |
|3.1 Расчет требуемого режима транзистора |7 |
|3.1.1 Расчет параметров резистивного каскада |7 |
|3.1.2 Расчет дроссельного каскада |8 |
|3.2 Выбор транзистора |10 |
|3.3 Расчет и выбор схемы термостабилизации |11 |
|3.3.1 Эмиттерная термостабилизация |11 |
|3.3.2 Пассивная коллекторная термостабилизация |12 |
|3.3.3 Активная коллекторная термостабилизация |13 |
|3.4 Расчет эквивалентной схемы замещения |14 |
|3.5 Переход к однонаправленной модели транзистора |16 |
|4. Расчет промежуточного каскада |18 |
|4.1 Расчет рабочей точки для промежуточного каскада |18 |
|4.2 Выбор транзистора для промежуточного каскада |19 |
|4.3 Расчет эквивалентных схем замещения |20 |
|4.4 Расчет эмиттерной термостабилизации |21 |
|4.5 Переход к однонаправленной модели транзистора |22 |
|4.6 Расчет промежуточного каскада с эмиттерной коррекцией |24 |
|5. Искажения, вносимые входной цепью |26 |
|6. Расчет результирующей характеристики |27 |
|7. Заключение |28 |
|Список использованных источников |29 |
|РТФ КП.468.731.001.ПЗ Схема электрическая принципиальная |30 |
|РТФ КП.468.731.001.ПЗ Перечень использованных элементов |31 |
| | |
| | |
| | |
| | |
| | |
| | |
| | |
| | |
| | | | | |РТФ КП 468731.001 П3 |
| | | | | | |
|Из|Лис|N0 |Подп.|Дат| |
|м.|т. |докум. | |а | |
|Разраб|Храмцов | | |Усилитель широкополсный |Лит. |Лист|Лис|
|. |Б.В. | | |Пояснительная записка | | |тов|
|Н. | | | | | |
|контр.| | | | | |
|Утв. | | | | | |
1 Введение
Сейчас в электронной технике часто используются разнообразные
усилительные устройства. В любом теле-радиоустройстве, в компьютере есть
усилительные каскады.
В данном курсовом проекте решается задача проектирования усилителя
напряжения на основе операционных усилителей.
Операционный усилитель (ОУ) – усилитель постоянного тока с полосой
пропускания в несколько мегагерц с непосредственной связью между каскадами
(т.е. без Ср), с большим коэффициентом усиления, высоким входным и малым
выходным сопротивлениями, а также низким уровнем шума, при хорошей
температурной стабильности, способный устойчиво работать при замкнутой цепи
обратной связи (ОС).
ОУ предназначен для выполнения различных операций над аналоговыми
величинами, при работе в схеме с глубокими отрицательными обратными связями
(ООС). При этом под аналоговой величиной подразумевается непрерывно
изменяющееся напряжение или ток
Основной целью данного курсового проекта является разработка
широкополосного усилителя.
В задачу входит анализ исходных данных на предмет оптимального
выбора структурной схемы и типа электронных компонентов, входящих в состав
устройства, расчёт цепей усилителя.
По заданию усилитель должен усиливать сигнал в полосе частот от 4 до
40 МГц с частотными искажениями не более 2 дБ на верхних и 3дБ нижних
частотах. Нелинейные искажения усилителя необходимо оценить.
2 Расчет структурной схемы усилителя
2.1 Определение числа каскадов
Чтобы обеспечить амплитуду выходного сигнала, заданную в техническом
задании, нужно выбрать многокаскадный усилитель, так как одного
усилительного элемента недостаточно. Поэтому определим число каскадов для
обеспечения выходного сигнала.
Структурную схему многокаскадного усилителя можно представить как
Рисунок 2.1 - Структурная схема усилителя
K - коэффициент усиления, дБ;
Ki - коэффициент усиления i-го каскада, дБ; i = 1,...,n; n - число
каскадов.
Для ШУ диапазона ВЧ с временем установления порядка десятков
наносекунд ориентировочно число каскадов можно определить, полагая, что все
каскады с одинаковым Ki равным 10 децибел, то есть:
[pic]
(2.1)
2.2 Распределение искажений по каскадам
Для многокаскадного ШУ результирующий коэффициент частотных
искажений в области верхних частот (ВЧ) определяется как:
[pic],
(2.2)
где Yв - результирующий коэффициент частотных искажений в области
ВЧ, дБ.
Yвi - коэффициент частотных искажений I-го каскада, дБ.
Суммирование в формуле (2.2) производится n+1 раз из-за
необходимости учета влияния входной цепи, образованной Rг, Rвх, Cвх
(рисунок 2.1).
Распределять искажения можно равномерно, при этом:
Yвi = Yв/(n+1) = 2/(2+1) дБ = 0,66 дБ = 0,926119 раз
(2.3)
3 Расчет оконечного каскада
Выходной каскад работает в режиме большого сигнала, поэтому расчет
его ведем так, чтобы обеспечить заданную амплитуду выходного напряжения при
допустимых линейных (в области верхних частот или малых времен) и
нелинейных искажениях.
Расчет начнем с выбора транзистора и режима его работы.
3.1 Расчет требуемого режима транзистора
Задание определённого режима транзистора по постоянному току
необходимо для обеспечения требуемых характеристик всего каскада.
Для расчета требуемого режима транзистора необходимо определиться с
типом каскада, для этого рассчитаем оба: и резистивный и дроссельный
каскады и сравним их.
Затем выберем наиболее оптимальный тип каскада.
3.1.1 Расчёт параметров резистивного каскада
Для расчета используем параметры из задания: Rн=50 Ом, [pic],
сопротивление коллекторной цепи возьмем равной Rк = Rн = 50 Ом.
Принципиальная схема каскада приведена на рис. 3.1,а, эквивалентная
схема по переменному току на рис. 3.1,б.
[pic] а) б)
Рисунок 3.1 – Принципиальная и эквивалентная схемы резистивного
каскада
1) Найдем ток и напряжение в рабочей точке:
[pic],
(3.1)
где [pic] - напряжение рабочей точки или постоянное напряжение на
переходе коллектор эмиттер;
[pic] - напряжение на выходе усилителя;
[pic] - остаточное напряжение на транзисторе.
2) Найдем сопротивление нагрузки по сигналу:
[pic] (3.2)
3) Постоянный ток коллектора:
[pic], (3.3)
где [pic] - постоянная составляющая тока коллектора;
[pic] - сопротивление нагрузки по сигналу.
4) Выходная мощность усилителя равна:
[pic] (3.4)
5) Напряжение источника питания равно:
[pic] (3.5)
6) Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора равна:
[pic] (3.6)
7) Мощность, потребляемая от источника питания:
[pic]
(3.7)
8) КПД:[pic] (3.8)
3.1.2 Расчёт дроссельного каскада
В дроссельном каскаде в цепи коллектора вместо сопротивления
используется индуктивность, которая не рассеивает мощность и требует
меньшее напряжение питания, поэтому у этого каскада выше КПД.
Используем требуемые параметры задания: Rн=50 Ом, [pic].
Принципиальная схема дроссельного каскада по переменному току
изображена на рисунке 3.2.
Рисунок 3.2-Схема дроссельного каскада по переменному току.
1) Найдем напряжение в рабочей точке:
[pic]
(3.9)
2) Постоянный ток коллектора:
[pic]
(3.10)
3) Выходная мощность усилителя:
[pic]
(3.11)
4) Напряжение источника питания равно:
[pic] (3.12)
5) Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора:
[pic]
(3.13)
6) Мощность, потребляемая от источника питания:
[pic]
(3.14)
7) КПД:[pic] (3.15)
Таблица 3.1 - Характеристики вариантов схем коллекторной цепи.
| |Еп,В|Iко,А|[pic],Вт|Uкэо,В |[pic],Вт|[pic],Вт|[pic],%|
|Резистивный |17 |0,22 |3,74 |6 |0,25 |1,32 |6,685 |
|каскад | | | | | | | |
|Дроссельный |11,5|0,11 |1,265 |6 |0,25 |0,66 |19,763 |
|каскад | | | | | | | |
Из рассмотренных вариантов схем питания усилителя видно, что лучше
выбрать дроссельный каскад.
3.2 Выбор транзистора
Выбор транзистора для оконечного каскада осуществляется с учетом
следующих предельных параметров:
1) Граничной частоты усиления транзистора по току в схеме с ОЭ:
[pic],
(3.16)
где [pic] из технического задания.
Найдем граничную частоту усиления транзистора по току в схеме с ОЭ:
[pic]
(3.17)
2) Предельно допустимого напряжения коллектор-эмиттер:
[pic]
(3.18)
3) Предельно допустимого тока коллектора:
[pic] (3.19)
4) Допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторе:
[pic] (3.20)
Тип проводимости транзистора может быть любой для ШУ.
Анализируя требуемые параметры, выбираем транзистор КТ913А.
Это кремниевый эпитаксиально-планарный n-p-n генераторный
сверхвысокочастотный.
Предназначенный для работы в схемах усиления мощности,
генерирования, умножения частоты в диапазоне 200 – 1000 МГц в режимах с
отсечкой коллекторного тока.
Выпускается в герметичном металлокерамическом корпусе с полосковыми
выводами.
Основные параметры транзистора:
1) Граничная частота коэффициента передачи по току в схеме с ОЭ:
fГ =900 МГц;
2) Постоянная времени цепи обратной связи:
?с=18пс;
3) Емкость коллекторного перехода при Uкб=28В:
Ск=7пФ;
4) Емкость эмиттерного перехода:
Cэ=40пФ;
5) Максимально допустимое напряжение на переходе К-Э:
Uкэ max = 55В;
6) Максимально допустимый ток коллектора:
Iк max = 0,5А;
Выберем следующие параметры рабочей точки:
Т.к. транзистор хорошо работает только начиная с 6В то примем [pic].
3.3 Расчёт и выбор схемы термостабилизации
Существует несколько вариантов схем термостабилизации. Их
использование зависит от мощности каскада и от того, насколько жёсткие
требования предъявляются к температурной стабильности каскада. В данной
работе рассмотрены три схемы термостабилизации: эмиттерная, пассивная
коллекторная, и активная коллекторная. Рассчитаем все три схемы, а затем
определимся с выбором конкретной схемы стабилизации.
3.3.1 Эмиттерная термостабилизация
Эмиттерная термостабилизация широко используется в маломощных
каскадах, так как потери мощности в ней при этом не значительны и её
простота исполнения вполне их компенсирует, а также она хорошо
стабилизирует ток коллектора в широком диапазоне температур при напряжении
на эмиттере более 5В.
[pic]
Рисунок 3.3-Схема каскада с эмиттерной термостабилизацией.
Рассчитаем параметры элементов данной схемы:
1) Необходимое напряжение питания:
Еп=URэ+Uкэ0+Iк0*Rк
(3.21)
Значение источника питания необходимо выбирать из стандартного ряда,
поэтому выберем напряжение URэ с учетом того, что Еп=10В, Rк=0Ом:
2)Напряжение на Rэ:
URэ=Eп-Uкэ0+Iк0*Rк=10В-6В=4В
(3.22)
3) Сопротивление эмиттера:
[pic]
(3.23)
4) Напряжение на базе транзистора:
Uб=URэ+0,7В = 4,7В
(3.24)
5) Базовый ток транзистора:
Iб=[pic]
(3.25)
6) Ток делителя:
Iд=5(Iб=5,5мА,
(3.26)
где Iд – ток, протекающий через сопротивления Rб1 и Rб2.
Сопротивления делителей базовой цепи:
7) Rб1=[pic]
(3.27)
8) Rб2=[pic]
(3.28)
Наряду с эмиттерной термостабилизацией используются пассивная и
активная коллекторные термостабилизации.
3.3.2 Пассивная коллекторная термостабилизация
Данный вид термостабилизации (схема представлена на рисунке 3.4)
используется на малых мощностях и менее эффективен, чем две другие, потому
что напряжение отрицательной обратной связи, регулирующее ток через
транзистор подаётся на базу через базовый делитель.
[pic]
Рисунок 3.4 - Схема пассивной коллекторной термостабилизации
Расчет заключается в выборе URк и дальнейшем расчете элементов схем
по формулам:
Выберем URк=5В;
1) Еп = URк + Uкэ0=5В+6В=11В,
(3 29)
где URк - падение напряжения на Rк.
2) Сопротивление коллектора:
[pic]
(3.30)
3) Сопротивление базы: Rб=[pic]
(3.31)
4) Ток базы:
[pic]
(3.32)
3.3.3 Активная коллекторная термостабилизация
Активная коллекторная термостабилизация используется в мощных
каскадах и является очень эффективной, её схема представлена на рисунке
3.5.
[pic]
Рисунок 3.5 - Активная коллекторная термостабилизация
Для расчета схемы термостабилизации необходимо сначала выбрать
напряжение на резисторе Rк, а затем рассчитать токи и напряжения на втором
транзисторе, и следующим шагом рассчитать значения элементов схемы:
1) [pic]
(3.33)
2) Uкэ0vt2=Uкэ0vt1/2 = 6В/2 = 3В
(3.34)
3) URб2=Uкэ0vt2-0,7В = 3В-0,7В = 2,3В
(3.35)
4) Iк02=Iб01=110мА
(3.36)
5) Iк01=Iб01*?01=110мА*100 = 11А
(3.37)
6) Rб2=URб2/Iк02=2,3В/110мА = 20,9Ом
(3.38)
7) Uб2=Uкэ0vt1-0,7В=6В-0,7В = 5,3В
(3.39)
8) Iдел=10Iбо2=110мА*10/100 = 11мА
(3.40)
9) R1=Uб2/Iдел=5,3В/11мА = 481,818Ком
(3.41)
10) R3= UR2/Iдел=(1+0,7)В/11мА =1 54,545Ом
(3.42)
Из рассмотренных схем видно, что наиболее эффективной будет схема с
эмиттерной термостабилизацией, т.к. каскад выходной и следовательно мощный,
и диапазон усиливаемых частот не очень большой, то нет необходимости в
другом виде термостабилизации.
3.4 Расчёт эквивалентной схемы замещения
При использовании транзисторов до (0,2 - 0,3)fт возможно применение
упрощенных эквивалентных моделей транзисторов, параметры элементов
эквивалентных схем которых легко определяются на основе справочных данных.
Эквивалентная схема биполярного транзистора представлена на рисунке
3.6.
[pic]
Рисунок 3.6 - Эквивалентная схема биполярного транзистора (схема
Джиаколетто)
1) Найдем ёмкость коллекторного перехода:
[pic] (3.43)
2) Рассчитаем сопротивление базы:
Rб =?с/Ск=18пс/11,465пФ = 1,57Ом
(3.44)
gб=[pic]=0,637Cм
(3.45)
3) Рассчитаем сопротивление эмиттера:
rэ=[pic] =[pic]=0,618Ом,
(3.46)
где Iк0 в мА;
rэ - сопротивление эмиттера.
4) Найдем проводимость база – эмиттерного перехода:
gбэ=[pic]=[pic],
(3.47)
где gбэ - проводимость база-эмиттер;
[pic] - справочное значение статического коэффициента передачи
тока в схеме с общим эмиттером.
5) Рассчитаем емкость эмиттерного перехода:
Cэ=[pic]=[pic], (3.48)
где Cэ - ёмкость эмиттера;
fт - справочное значение граничной частоты транзистора.
6) Найдем сопротивление транзистора:
Ri = [pic],
(3.49)
где Ri - выходное сопротивление транзистора;
Uкэ0(доп), Iк0(доп) - соответственно паспортные значения
допустимого напряжения на коллекторе и постоянной составляющей тока
коллектора.
7) Рассчитаем крутизну:
[pic] (3.50)
3.5 Переход к однонаправленной модели транзистора
Т.к рабочие частоты усилителя заметно больше частоты [pic], то из
эквивалентной схемы можно исключить входную ёмкость, так как она не влияет
на характер входного сопротивления транзистора. Индуктивность же выводов
транзистора напротив оказывает существенное влияние и потому должна быть
включена в модель. Эквивалентная высокочастотная модель представлена на
рисунке 3.7.
[pic]
Рисунок 3.7- Однонаправленная модель транзистора
1) [pic],
(3.51)
где [pic] - статический коэффициент передачи по току транзистора.
2) [pic] (3.52)
3) Постоянная времени транзистора:
[pic] (3.53)
4) Входная ёмкость каскада:
[pic] (3.54)
5) Входное сопротивление каскада:
[pic] (3.55)
6) [pic] (3.56)
7) Коэффициент усиления транзистора по напряжению в ОСЧ:
[pic] (3.57)
8) Выходная ёмкость:
[pic] (3.58)
9) Постоянная времени в ОВЧ:
[pic] (3.59)
[pic]
Рисунок 3.8- Принципиальная схема некорректированного каскада и
эквивалентная схема по переменному току
Для расчета искажений в ОВЧ предварительно распределим искажения
так:
-заданные искажения 2 дБ:
-на входной каскад 0,5 дБ;
-на оконечный каскад 1дБ;
-на искажения, вносимые входной цепью 0,5дБ.
При заданном уровне частотных искажений [pic]=1дБ, верхняя граничная
частота [pic] полосы пропускания каскада равна:
[pic]=[pic]=43,95МГц
(3.60)
где Y=0,8912656 уровень искажений данного каскада.
Т.к. полученная верхняя частота получилась выше требуемой (40МГц),
то ВЧ коррекция не требуется.
4 Расчет промежуточного каскада
4.1 Расчет рабочей точки для промежуточного каскада
На выходе оконечного каскада необходимо получить напряжение равное
[pic], по полученным расчетам оконечный каскад имеет [pic]
Входное сопротивление и входную ёмкость оконечного каскада возьмем
из (3.54) и (3.55), т.е. [pic], [pic], следовательно, на входе оконечного
каскада и выходе предоконечного необходимы импульсы амплитудой равной [pic]
(4.1)
Рассчитаем рабочую точку предоконечного каскада с учетом полученных
данных([pic]=[pic]):
1) [pic], (4.2)
где [pic] - напряжение рабочей точки или постоянное напряжение на
переходе коллектор эмиттер;
[pic] - напряжение на выходе усилителя;
[pic] - остаточное напряжение на транзисторе.
2) Найдем эквивалентное сопротивление оконечного контура на
граничной частоте [pic]:
[pic] (4.3)
3) [pic] (4.4)
4) [pic]=1,1[pic]=22,684332мА,
(4.5)
где [pic] - постоянная составляющая тока коллектора;
[pic] - сопротивление нагрузки по сигналу.
5) Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора равна
[pic] (4.6)
4.2 Выбор транзистора для промежуточного каскада
Найдем необходимые предельные характеристики транзистора:
1)[pic] (4.7)
2)[pic] (4.8)
3)[pic]
(4.9)
4)[pic], (4.10)
где [pic] из технического задания.
Т.к. все необходимые предельные параметры, кроме граничной частоты,
значительно меньше аналогичных справочных значений для маломощных
транзисторов, то при выборе транзистора основным критерием будет граничная
частота (fT).
По необходимым предельным характеристикам был выбран транзистор
KT316А. Ниже перечислены характеристики транзистора:
Это кремниевый эпитаксиально - планарный n-p-n переключательный
маломощный и СВЧ усилительный с ненормированным коэффициентом шума
транзистор. Выпускаются в металлостеклянном корпусе с гибкими выводами.
Основные параметры транзистора:
1) Граничная частота коэффициента передачи по току в схеме с ОЭ:
fГ =1000 МГц;
2) Постоянная времени цепи обратной связи:
?с=50пс;
3) Емкость коллекторного перехода при Uкб=5В:
Ск=2пФ;
4) Емкость эмиттерного перехода:
Cэ=1,2пФ;
5) Максимально допустимое напряжение на переходе К-Э:
Uкэ max=10 В;
6) Максимально допустимый ток коллектора:
Iк max = 50 мА;
7) Максимально допустимая мощность, рассеиваемая на коллекторном
переходе:
Pк мах = 150 мВт .
Выберем следующие параметры рабочей точки:
Т.к. транзистор хорошо работает только начиная с 5В то примем [pic]
и [pic].
4.3 Расчёт эквивалентных схем замещения
Эквивалентная схема биполярного транзистора изображена на рисунке
4.1.
При использовании транзисторов до (0,2 - 0,3)fт возможно применение
упрощенных эквивалентных моделей транзисторов, параметры элементов
эквивалентных схем которых легко определяются на основе справочных данных.
[pic]
Рисунок 4.1- Эквивалентная схема биполярного транзистора (схема
Джиаколетто)
1)[pic] (4.11)
2) Rб =?с/Ск=50пс/2пФ=25Ом;
(4.12)
gб =[pic] = 40мCм,
(4.13)
где Rб- сопротивление базы.
3) rэ=[pic] =[pic]=2,2Ом,
(4.14)
где Iк0 в мА;
rэ - сопротивление эмиттера.
4) gбэ=[pic]=[pic],
(4.15)
где gбэ- проводимость база-эмиттер;
[pic] - справочное значение статического коэффициента передачи
тока в схеме с общим эмиттером.
5) Cэ=[pic]=[pic], (4.16)
где Cэ - ёмкость эмиттера;
fт - справочное значение граничной частоты транзистора.
6) Ri = [pic], (4.17)
где Ri - выходное сопротивление транзистора;
Uкэ0(доп), Iк0(доп) - соответственно паспортные значения
допустимого напряжения на коллекторе и постоянной составляющей тока
коллектора.
4.4 Расчёт эмиттерной термостабилизации
Т.к. режим работы транзистора малосигнальный, то применим эмиттерную
термостабилизацию.
Эмиттерная термостабилизация широко используется в маломощных
каскадах, так как потери мощности в ней при этом не значительны и её
простота исполнения вполне их компенсирует, а также она хорошо
стабилизирует ток коллектора в широком диапазоне температур при напряжении
на эмиттере более 5В.
[pic]
Рисунок 4.2-Схема каскада с эмиттерной термостабилизацией.
Рассчитаем параметры элементов данной схемы:
1) Необходимое напряжение питания:
Еп=URэ+Uкэ0+Iк0*Rк
(4.18)
Значение источника питания необходимо выбирать из стандартного ряда
поэтому выберем напряжение URэ с учетом того, что Еп=10В:
2) Напряжение на резисторе Rэ:
URэ = Eп-Uкэ0 = 10В-5В = 5В
(4.19)
3) Сопротивление эмиттера:
[pic]
(4.20)
4) Напряжение на базе транзистора:
Uб = URэ+0,7В=5,7В
(4.21)
5) Базовый ток транзистора:
Iб=[pic]
(4.22)
6) Ток делителя:
Iд =5(Iб = 1мА,
(4.23)
где Iд - ток протекающий через сопротивления Rб1 и Rб2.
Сопротивления делителей базовой цепи:
7) Rб1 =[pic]
(4.24)
8) Rб2 =[pic]
(4.25)
4.5 Переход к однонаправленной модели транзистора
Т.к рабочие частоты усилителя заметно больше частоты [pic], то из
эквивалентной схемы можно исключить входную ёмкость, так как она не влияет
на характер входного сопротивления транзистора. Индуктивность же выводов
транзистора напротив оказывает существенное влияние и потому должна быть
включена в модель. Эквивалентная высокочастотная модель представлена на
рисунке 4.3.
[pic]
Рисунок 4.3- Однонаправленная модель транзистора
1) [pic],
(4.26)
где [pic]- статический коэффициент передачи по току транзистора.
2) [pic] (4.27)
3) Постоянная времени транзистора:
[pic] (4.28)
4) Входная ёмкость:
[pic]
(4.29)
5) Входное сопротивление каскада:
[pic] (4.30)
6) [pic]
(4.31)
[pic]
(4.32)
7) Коэффициент усиления транзистора по напряжению в ОСЧ:
[pic] (4.33)
8) Выходная ёмкость:
[pic] (4.34)
9) Постоянная времени в ОВЧ:
[pic] (4.35)
[pic]
Рисунок 4.4- Принципиальная схема некорректированного каскада и
эквивалентная схема по переменному току
Для расчета искажений в ОВЧ распределим искажения на входной каскад
0,5дБ;
При заданном уровне частотных искажений [pic]=0,5дБ, верхняя
граничная частота [pic] полосы пропускания каскада равна:
[pic]=[pic]=1,39МГц,
(4.36)
где Y=0,944 уровень искажений данного каскада.
Т.к. полученная верхняя частота получилась намного ниже требуемой
(40МГц), следовательно, необходима ВЧ коррекция с большой глубиной. Выберем
ВЧ эмиттерную коррекцию.
4.6 Расчет промежуточного каскада с эмиттерной коррекцией
Принципиальная схема каскада с эмиттерной коррекцией приведена на
рис. 4.5,а, эквивалентная схема по переменному току на рисунке 4.5,б, где
[pic] - элементы коррекции. При отсутствии реактивности нагрузки эмиттерная
коррекция вводится для коррекции искажений АЧХ вносимых транзистором,
увеличивая амплитуду сигнала на переходе база-эмиттер, с ростом частоты
усиливаемого сигнала.
[pic]
а) б)
Рисунок 4.5 Схемы корректированного каскада
Коэффициент передачи каскада в области верхних частот, при выборе
элементов коррекции [pic] и [pic] соответствующими оптимальной по Брауде
форме АЧХ, описывается выражением:
1) Возьмем F=13, тогда
[pic]
(4.37)
2) Т.к. [pic], то [pic] (4.38)
3) n = K0*R1*Cвх/?в=19,394?30Ом?819,17пФ/40,92нс=11,64735
(4.39)
4)
[pic](4.40)
5)[pic]
[pic] (4.41)
6) [pic]
(4.42)
7) [pic]
[pic], (4.43)
где [pic]. (4.44)
Т.к. верхняя частота корректированного каскада получилась больше
требуемой, то искажения, вносимые каскадом будут не более 0,5дБ.
Входное сопротивление каскада с эмиттерной коррекцией может быть
аппроксимировано параллельной RC-цепью:
8) [pic]=[pic] (4.45)
9) [pic] (4.46)
10) [pic]
(4.47)
5 Искажения, вносимые входной цепью
Принципиальная схема входной цепи каскада приведена на рис. 5.1,а,
эквивалентная схема по переменному току на рис. 5.1,б.
[pic]
а) б)
Рисунок 5.1 Входная цепь каскада
1) Из (4.45)[pic],
где [pic] – [pic]входная емкость каскада.
2) Из (4.47)[pic],
где [pic] – [pic]входное сопротивление каскада.
3) [pic] (5.1)
4) [pic] (5.2)
5) [pic] (5.3)
7) Искажения вносимые входной цепью по уровню 0,5 дБ равны:
[pic]=[pic]=437,32МГц,
(5.4)
где Y=0,944.
6 Расчет результирующей характеристики
Построение результирующей характеристики в нашем случае заключается
в построении АЧХ, которая сроится на основании полученного сквозного
коэффициента усиления и искажений на нижних и верхних частотах, указанных в
техническом задании.
Итоговая амплитудно-частотная характеристика усилительного
устройства находится как произведение коэффициентов передачи всех каскадов
усилителя: Ko = K1?K2, где K1,.K2 – коэффициенты усиления соответсвенно
первого и второго каскадов.
АЧХ усилителя приведем в нормированном виде для удобства сравнения
ее с различными АЧХ других усилителей.
Результирующая характеристика представлена на рисунке 6.1.
[pic]
Рисунок 6.1 АЧХ усилителя
Yн = 0,707945784;
Yв = 0,794328234;
fн = 4МГц;
fв = 40МГц;
Ko = 80,12(раз).
Значению “1” соответствует значение коэффициента усиления указанного
в задании - S21 = 20дБ.
7 Заключение
В ходе курсового проектирования был разработан широкополосный
усилитель с характеристиками близкими к указанным в техническом задании.
Выходной каскад обеспечивает требуемое выходное напряжение
Промежуточный каскад дает необходимое усиление и искажения в
пределах допустимого.
В общем можно сказать, что спроектированный мною усилитель,
удовлетворяет всем требованиям указанных преподавателем в задании. Что
говорит о правильности проделанной работы.
По окончании курсового проекта можно сказать о том, что проделанная
работа была перевыполнена за счет того что требуемое усиление по заданию
составляет 20дБ или 10(раз), а в результате работы было получено усилении
80,12(раз), из которых только 53,7 приходится на оконечный каскад.
Который также удовлетворяет искажениям(2дБ), указанных в техническом
задании при этом не требуя дополнительной коррекции.
Исходя из вышесказанного можно сделать вывод о том, что
дополнительный расчет промежуточного каскада был сделан для более
подробного изучения поставленной передо мной задачей
Список использованных источников
1) Красько А.С. Проектирование аналоговых электронных устройств -
Томск: ТУСУР, 2000. - 29с.
2) Мамонкин И.Г. Усилительные устройства. Учебное пособие для вузов
- М.: Связь, 1977. - 360с.
3) Полупроводниковые приборы. Транзисторы средней и большой
мощности. Справочник / А.А. Зайцев, А.И. Миркин; Под ред. А.В. Голомедова.
- М.: Радио и связь, 1989. - 640с.
4) Титов А.А. Расчет элементов высокочастотной коррекции
усилительных каскадов на биполярных транзисторах: Учебно-методическое
пособие по курсовому проектированию для студентов радиотехнических
специальностей. - Томск: Томск. ТУСУР, 2002. - 47с.
5) Цыкин Г.С. Усилительные устройства. - М.: Связь, 1971. - 367с.
6) Широкополосные радиопередающие устройства /Под ред. О.В.
Алексеева. - М.: Связь. 1978. - 450с.
|[pic] |
| | | | | |РТФ КП 468731.001 П3 |
| | | | | | |
| | | | | | |
| | | | | |ТУСУР, РТФ, |
| | | | | |гр.142-1 |
|Н. контр.| | | | | |
|Утв. | | | | | |
|Поз. |Наименование | |Примечание |
|обознач. | |Кол.| |
| | | | |
| |Конденсаторы ОЖО.460.107ТУ | | |
| | | | |
|С1 |К10 - 17а – 3пФ ± 5% |1 | |
|С2 |К10 - 17а – 15пФ ± 5% |1 | |
|С3 |К10-17а – 1,6нФ ± 5% |1 | |
|С4 |К10 - 17а – 820пФ ± 5% |1 | |
|С5 |К10 - 17а – 2,7пФ ± 5% |1 | |
|С6 |К10 - 17а – 4пФ ± 5% |1 | |
| | | | |
| |Резисторы ГОСТ 7113 - 77 | | |
| | | | |
|R1 |МЛТ – 0.25 – 3,6 кОм ± 5% |1 | |
|R2 |МЛТ – 0.25 – 5,6 кОм ± 5% |1 | |
|R3, R5 |МЛТ – 0.25 – 30 Ом ± 5% |2 | |
|R4 |МЛТ – 0.25 – 240 Ом ± 5% |1 | |
|R6, R7 |МЛТ – 0.25 – 820 Ом ± 5% |2 | |
|R8 |МЛТ – 0.25 – 47 Ом ± 5% |1 | |
|R9 |МЛТ – 0.25 – 51 Ом ± 5% |1 | |
| | | | |
| |Транзисторы | | |
| | | | |
|VT1 |KT 316А СБ 0.336.030 ТУ |1 | |
|VT2 |КТ 913А Я5.3.365.010 ТУ |1 | |
| | | | |
| | | | |
| | | | | | |
| | | | | |РТФ КП 468731.001 П3 |
| | | | | | |
|Изм|Лис|№ Докум |Подпи|Дат| |
|. |т | |сь |а | |
|Разраб. |Храмцов | | |Усилитель |Лит |Лис|Листов |
| |Б.В. | | |широкополосный | |т | |
| | | | |перечень элементов | | | |
|Н. | | | | | |
|Контр. | | | | | |
|Утв. | | | | | |
-----------------------
[pic]
Реферат на тему: Устойство измерения отношения двух напряжений
1 ОБЗОР МЕТОДОВ ПОСТРОЕНИЯ ИЗМЕРИТЕЛЕЙ ОТНОШЕНИЯ
1.1 Анализ требований технического задания
В данной работе требуется разработать микропроцессорный измеритель
отношения напряжений, в основном предназначенный для использования в
качестве прецизионного средства измерения при исследовании параметров СВЧ
узлов. Разрабатываемый прибор призван заменить широко используемые для этих
целей приборы В8-6, В8-7, которые в настоящее время морально устарели и их
характеристики уже не обеспечивают современным требованиям. Кроме того
разрабатываемый прибор может найти широкое применение в других областях,
связанных с контролем относительных изменений параметров различных
объектов, а также с контролем параметров технологических процессов.
Приборы В8-6 и В8-7 по своему принципу действия обеспечивают
последовательное измерение отношения. Т.е. на один и тот же вход подается
сначала больший сигнал, измерительный канал калибруется, а затем подается
второй сигнал и только после этого измеряется отношение. Разрабатываемый
прибор, в отличие от вышеуказанных, по своему принципу действия должен
обеспечивать параллельное измерение отношения. Это значит, что у него
должно быть предусмотрено два входа, на которые будут подаваться
одновременно оба сигнала. При этом измерение отношения будет проводиться в
автоматическом режиме в реальном масштабе времени. Такой подход позволяет
увеличить производительность измерений и исключить процедуру калибровки при
каждом измерении без потери точности.
В соответствии с техническим заданием разрабатываемый прибор должен
обладать широким диапазоном измеряемых отношений: 60 дБ. Причем в этом
диапазоне должна обеспечиваться высокая точность измерений. В связи с этим
в работе необходимо рассмотреть различные способы измерения отношений,
выбрать наиболее приемлемый в этом смысле и обеспечить его реализацию на
соответствующей элементной базе.
В соответствии с техническим заданием разрабатываемый прибор должен
обладать широким динамическим диапазоном входных напряжений: 60 дБ. В связи
с этим необходимо провести анализ способов расширения динамического
диапазона входных сигналов, выбрать наиболее приемлемый и осуществить его
реализацию. Последнее можно обеспечить усилителем с управляемым
коэффициентом усиления.
Так как в соответствии с техническим заданием прибор должен измерять
отношение сигналов постоянного напряжения, то в разрабатываемом приборе
необходимо использовать усилитель постоянного тока. Усилителями постоянного
тока называют усилители, усиливающие сколь угодно медленные электрические
колебания. Так как усилитель постоянного тока усиливает как переменную, так
и постоянную составляющие входного сигнала, при отсутствии сигнала на входе
усилителя на его выходе должна отсутствовать как переменная, так и
постоянная составляющие напряжения; в противном случае нарушится
пропорциональность между выходным и входным напряжениями сигнала. Основной
проблемой, которую следует решать при проектировании таких усилителей, –
это уменьшение дрейфа нуля. Дрейф нуля, который присущ этому классу
усилителей, может существенно повлиять на метрологические характеристики
разрабатываемого устройства. Поэтому в данной работе необходимо провести
анализ методов построения усилителей постоянного тока и методов борьбы с
дрейфом нуля, выбрать и реализовать вариант, обеспечивающий требования
технического задания.
В соответствии с техническим заданием минимальная величена входного
сигнала Umin=10мкВ. При таком малом уровне сигнала на ряду с дрейфом нуля
негативное влияние на результат измерения будут оказывать шумы. Поэтому
для выполнения требований технического задания необходимо проанализировать
возможные пути шумоподавления, выбрать и реализовать в проекте наиболее
оптимальный вариант.
1.2 Методы измерения отношения
Классификация измерителей отношения в зависимости от выполняемых
функций зависит от вида входных и выходных преобразователей [1,2]. Основные
показатели: динамический диапазон, погрешность деления и быстродействие, в
основном определяются параметрами делительных схем. Измерители отношения в
общем виде можно классифицировать по выполняемым ими функциям на измерители
отношения электрических и неэлектрических величин. В обоих случаях приборы
различаются только входными преобразователями. Измерители отношения
электрических величин по виду сигнала разделяют на измерители отношения
постоянного и переменного тока. В свою очередь последние делят на
импульсные, низкочастотные и высокочастотные. В зависимости от полосы
частот различают узкополосные и широкополосные. Их также можно разделить по
динамическому диапазону и быстродействию. В связи с этим важно разобраться
в свойствах существующих делительных схем с тем, чтобы для требуемой
измерительной задачи выбрать наиболее оптимальную.
1.2.1 Мостовой метод
Простейшая схема позволяющая найти отношение двух напряжений
представляет собой перестраевоемое сопротивление позволяющее установить
баланс моста [1]. Данная схема представлена на рисунке 1.1.
Рисунок 1.1 - Мостовая схема измерения отношения напряжения
В случае, когда схема сбалансирована, т. е. измерительный прибор (И)
показывает нуль, будет иметь место равенство [1]:
[pic]. (1.1)
После несложного преобразования получим
[pic]. (1.2)
Из формулы (1.2) видно, что отношение сопротивлений при условии баланса
является мерой измеряемого отношения напряжений. Следовательно,
отградуировав переменное сопротивление соответствующим образом можно
определять отношение подаваемых на схему напряжений путём балансировки
схемы.
Однако, данная схема крайне непроизводительна, т. е. обладает малым
быстродействием, так как требует постоянной балансировки. Дополнительным
источником погрешности служит неточность балансировки, возникающая
вследствие усталости оператора.
1.2.2 Логарифмический метод
Существует множество различных методов нахождения отношения
напряжений, которые выполняют операцию деления двух электрических величин
при помощи моделирования промежуточных математических операций [1].
Характерным примером устройств такого типа являются делительные схемы,
использующие известные из элементарной математики соотношения
[pic]; (1.3)
[pic]. (1.4)
Логарифмирование независимых переменных x1 и x2 и последующее
вычитание обеспечивают выполнение операции деления в логарифмическом
масштабе.
Логарифмические делительные схемы различаются в основном видом
логарифмического преобразования, от которого в значительной степени зависят
точность, динамический диапазон и сложность логарифмических делительных
схем. Структурная схема измерителя отношения основанная на логарифмическом
методе представлена на рисунке 1.2.
Рисунок 1.2 – Структурная схема логарифмического измерителя отношения
В основном логарифмические схемы предназначены для определения
частного от деления двух постоянных напряжений. Для реализации данного
метода можно использовать логарифмические усилители, цепи, работа которых
обоснована на линейно-кусочной аппроксимации, операционные усилители с
нелинейной экспоненциальной обратной связью.
В качестве экспоненциальных элементов, выполняющих логарифмическое
преобразование сигнала, можно использовать кремневые p-n переходы. В
кремневых диффузионных мезатранзисторах, а также в транзисторах планарной
конструкции коэффициент ? не зависит от величины тока и близок к единице.
Если прямое напряжение на p-n переходе превышает 100 мВ, тогда можно
аппроксимировать их вольтамперную характеристику выражением
[pic] , (1.5)
где Iк - ток коллектора, Iэо – начальный ток эмиттера, ? – параметр p-n
перехода, Uбэ – напряжение между эмиттером и базой. Экспоненциальная
характеристика сохраняется в интервале изменения токов до пяти декад. Это
позволяет реализовать деление напряжений в широком динамическом диапазоне.
1.2.3 Применение АРУ для нахождения отношения напряжений
Существует большой класс элементов, коэффициенты передачи которых
зависят от управляющего воздействия. Практически все известные виды
характеристик регулирования коэффициентов передачи различных элементов
можно выразить в общем виде зависимостью
[pic], (1.6)
где k0 – начальный коэффициент передачи, S(up) =dk(up)/dup – крутизна
управления коэффициентом передачи, up– управляющее напряжение.
Поскольку коэффициент К0 может принимать значения от нуля до любой
положительной величины, а S(up) может быть любой функцией аргумента up при
любом его знаке, то очевидно, что выражение (1.6) справедливо для всех
возможных реализаций элементов с регулируемым коэффициентом передачи. Когда
начальный коэффициент передачи Ко равен нулю, а крутизна S(up) имеет
отрицательную величину, не зависящую от up, получаем выражение коэффициента
передачи множительной схемы.
Рассматривая работу схемы с двумя управляемыми элементами, которая
изображена на рисунке 1.3, можно доказать, что при выполнении определённых
условий, напряжение u3 будет равно [1] :
[pic] . (1.7)
Эти условия сводятся к тому, что для правильного деления необходим
бесконечный коэффициент усиления замкнутой цепи АРУ, что в основном
обеспечивается увеличением коэффициента усиления обратной связи, а
характеристики регулирования обоих управляемых элементов должны быть строго
идентичными.
U2 U’
E0
Up у
?U
U1
U3
Рисунок 1.3 - Структурная схема измерителя отношения на принципе АРУ
.Надо отметить, что требования к виду зависимости k(up) отсутствуют.
Это позволяет применять любые элементы с управляемым коэффициентом
передачи, лишь бы их характеристики управления были идентичными.
Но идеального совпадения характеристик регулирования двух элементов,
равно как и бесконечного коэффициента усиления замкнутой системы АРУ,
добиться нельзя. Этим и объясняется появление систематических погрешностей.
Так можно доказать, что для получения погрешности деления порядка 2%
требуется совпадение характеристик не хуже 1% во всём динамическом
диапазоне [1], что вряд ли может быть реализовано.
1.2.4 Разносный метод нахождения отношения напряжения
Для измерения отношения напряжений близких по величине, целесообразно
применять разносный метод, который сводится к следующему: сначала надо
измерить разность входных напряжений, разделить полученную разность на одно
из входных напряжений, а затем измерить выходное напряжение [1]. Указанное
выше записывается как
[pic], (1.8)
где С – константа деления, Uвых – выходная величина напряжения, r =u1/u2 –
требуемое отношение напряжений. Из формулы (1.20) следует
[pic]. (1.9)
Структурная схема, реализующая описанный выше метод, изображена на
рисунке 1.4.
Рисунок 1.4 – Структурная схема измерителя отношения реализующего
разносный метод
Погрешность измерения отношения в этом случае равна [1]
[pic]. (1.10)
Величины (С и (Uвых имеют следующий физический смысл. В любой делительной
схеме в результате климатических воздействий, изменений напряжения питания
в некоторых пределах изменяется выходная величина, что соответствует
изменению постоянной деления C и вносит погрешность, обозначенную как (C.
Погрешность измерения выходной величины напряжения обозначена (Uвых. Из
выражения (1.10) следует, что для (С=2% и (Uвых=1% измерения отношения
r=0.99 будут обеспечиваться с предельной погрешностью (r=0.003% [1].
1.2.5 Цифровой метод измерения отношения
При вычислении отношения при помощи микропроцессора, напряжения,
отношения которых необходимо найти преобразуются в цифровой код, а затем
осуществляется операция деления одного числа на другое. Известно, что
представление числовой информации в вычислительной машине ограничено
разрядностью [3]. И если результат выполнения арифметического действия по
количеству разрядов превышает разрядную сетку устройства, то часть разрядов
теряется В настоящее время существует множество алгоритмов выполнения
деления одного числа, представленного в двоичном коде на другое. Причем
выполнения операции деления зависит от вида формата в котором представлено
число.
Операции над числами с фиксированной точкой наиболее часты в практике
программирования. Это объясняется тем, что большинство прикладных задач не
требует такой точности, какую может дать плавающая точка, а скорость
обработки, особенно в регистровых командах, значительно выше.
Для представления чисел с фиксированной точкой используется двоичная
система счисления. Числа размещаются в формате полуслова (16 бит), слова
(32бита) и двойного слова (64 бита). Размером этих полей фиксированной
длины определяется диапазон представления чисел, а при фиксированном
диапазоне – точность представления числа.
Для представления чисел с плавающей точкой используется
полулогарифмическая форма, которая имеет вид
[pic], (1.11)
где М – мантисса числа А, r – порядок числа. Положение запятой определяется
значением порядка r. С изменением порядка в ту или другую сторону точка
перемещается (плавает) в лево или право. Под мантиссу и порядок в машине
отводится определенное число разрядов. Например, при представлении в
формате слова - 24. Диапазон представления десятичных чисел, взятых по
абсолютному значению, определяются неравенством [3]: 10-77?|A(10)|?1076.
Преобразование числовой информации в формат с плавающей точкой
осуществляется программным путем.
3. Методы построения усилителей постоянного тока
1.3.1 Дрейф нуля в усилителях постоянного тока
Дрейфом начального уровня или дрейфом нуля называется самопроизвольное
изменение выходного напряжения при неизменном или равном нулю входном
напряжении. Дрейф нуля является основным источником погрешностей в
измерительных приборах, в которых необходимо усиливать сигналы постоянного
напряжения [4,5,6].
Причины возникновения дрейфа начального уровня напряжения или тока в
УПТ различные. Во-первых, колебания температуры окружающей среды вызывают
изменения токов коллекторного и эмиттерного р-п переходов, напряжения база
- эмиттер и коэффициента усиления тока биполярных транзисторов. У полевых
транзисторов с изменением температуры также изменяются соответствующие
параметры. Во-вторых, при изменении напряжений источников питания
усилительных каскадов изменяется напряжение на выходе усилителя, даже если
его входное напряжение оставалось неизменным. В-третьих, происходит
старение параметров транзисторов, т. е. их изменение во времени. В-
четвертых, в соединениях, выполненных с помощью паек, а также в других
соединениях элементов или микросхем, которые являются неоднородными, могут
возникать термоЭДС. Последние усиливаются в каскадах, и на выходе усилителя
возникает изменение напряжения. Перечисленные дестабилизирующие факторы
протекают медленно во времени и усиливаются наравне с входным медленно
изменяющимся сигналом, вызывая определенную погрешность выходного
напряжения.
Для уменьшения дрейфа начального напряжения в УПТ прямого усиления
применяют специальные балансные или разностные схемы каскадов, а иногда
электрическую изоляцию каскадов друг от друга с помощью оптопар, которая
позволяет получить изолирующие каскады. В УПТ с преобразованием
(модуляцией) усиливаемого сигнала уменьшение дрейфа нуля достигается другим
способом, однако и здесь возникают трудности, которые преодолеть непросто.
1.3.2 Стабилизация точки покоя в транзисторных каскадах
Ток покоя выходной цепи усилительного каскада в рабочих условиях не
должен сильно отклоняться от величины, обеспечивающей нормальную работу,
так как иначе свойства каскада ухудшатся и он даже может стать
неработоспособным.
При питании от одного источника достаточную стабильность тока покоя
выходной цепи (или, что то же самое, достаточную стабильность положения
точки покоя на семействе статических выходных характеристик транзистора),
обеспечивающую работоспособность транзисторных каскадов при изменении
температуры и замене транзисторов, можно получить при использовании схем
стабилизации тока покоя выходной цепи (схем стабилизации точки покоя)[4,5].
Простейшей и наиболее экономичной из таких схем является коллекторная
стабилизация (рис.1.5), в которой стабилизация положения точки покоя
осуществляется параллельной отрицательной обратной связью по напряжению,
снимаемой с коллектора транзистора.
Рисунок 1.5 - Коллекторная стабилизация точки покоя при включении
транзистора с общим эмиттером
Здесь к резистору R1 приложена разность напряжения источника питания Е
и падения питающего напряжения на сопротивлении коллекторной нагрузки Z.
Если почему-либо ток покоя выходной цепи стремится возрасти, падение
напряжения на Z увеличивается, приложенное к R1 напряжение уменьшается и
ток смещения базы падает, что не дает току покоя сильно увеличится; при
стремлении тока покоя уменьшиться описанный процесс автоматического
регулирования происходит обратным образом.
1.3.3 Дифференциальные каскады
Эффективным схемным решением, резко уменьшающим дрейф нуля, вызванный
как температурной нестабильностью транзисторов, так и изменением питающих
напряжений, является использование в усилителе так называемых
дифференциальных каскадов[4,5,6].
Простейшая схема дифференциального каскада на биполярных транзисторах
изображена на рис. 1.6. Если транзисторы одинаковы, то при любом большом
значении их дрейфа потенциалы на коллекторах изменятся на одинаковую
величину, а напряжение Uвых между ними останется неизменным. Таким образом,
в этой схеме напряжение Uвых оказывается нечувствительным к синфазным
сигналам, т. е. к дрейфу нуля. Для создания между коллекторами транзисторов
полезного усиливаемого сигнала необходимо подавать его на базы транзисторов
в противоположных фазах.
Для создания между коллекторами транзисторов полезного усиливаемого
сигнала необходимо подавать его на базы транзисторов в противоположных
фазах. В этом случае напряжение Uвых определяется только входным
(дифференциальным) сигналом и совершенно не зависит от дрейфа нуля
(синфазный сигнал). В реальных условиях полной идентичности транзисторов
добиться нельзя и синфазные сигналы будут проникать на выход устройства,
создавая выходное напряжение ошибки (дрейфа). Однако его величина в таком
дифференциальном каскаде оказывается очень малой.
Рисунок 1.6 -Дифференциальный каскада на биполярных транзисторах
1.3.4 Усилители постоянного тока с преобразованием частоты усиливаемых
сигналов
Для усиления сигналов с напряжением ниже сотен микровольт усилители
постоянного тока прямого усиления непригодны, и для этой | |
